PCMC DC-DC转换器斜率补偿

time : 2018-08-04 11:28       浣滆咃細鍑′嚎pcb


多年来,我遇到过许多没机会充分掌握DC-DC转换器斜率补偿概念的工程师。我将以降压转换器为例,尝试澄清这个概念。图1说明了降压转换原理。开关以频率fS在源VI和地之间切换。相应周期为TS= 1/fS,开关处于“向上”位置的TS部分表示为DTS,其中D是占空比(0 图1:(a)降压转换原理(fS和D表示开关切换的频率和占空比);(b)VO是D的函数。事实上很容易看出,VO稳定在方波(图1中vsw)的平均值附近,其中:由于0 图2:在fS = 100kHz和D = 0.25的条件下,图1电路的PSpice波形。降压转换器最流行的应用是VO的稳压调节。为了进行调节,图1的电路必须包含一个控制器来感测VO,并不断调整D,使VO保持在规定值,而不管VI会如何变化。不用说,控制器是个负反馈系统。图1中的R、L、C值被精心选择用于临界阻尼瞬态,但所使用的RLC电路并不一定是临界阻尼,因此控制器应能提供足够的相位裕度以确保足够的动态调节范围。控制器如何调整D?控制器有两类:电压模式和电流模式控制器。下面将讨论电流模式控制器下面的一个常见类型——峰值电流模式控制(PCMC),图3是它的一个示例。为感测电感电流iL,电路使用一个小串联电阻Rsense,其压降由具有ai增益的放大器放大。该放大器将iL转换成电压RiiL,其中:Ri(单位为V/A或欧姆)是电流-电压转换的整体增益。为感测输出电压VO,该电路使用分压器R1-R2产生电压?VO,其中:图3:不带斜率补偿的PCMC降压转换器的电路原理图。该系统的核心是误差放大器EA(高增益放大器),它将?VO与参考电压VREF进行比较,并输出使其差值接近零所需的任何电压vEA,从而给出:一旦VO达到稳定状态,电路工作如下:当一个时钟脉冲置位触发器时,开始一个周期。这将关闭Mp开关,使vSW=VI。在该周期的这一部分(在图4中表示为DTS),电感器电流iL以斜率Sn上升,由iL-vL电感法则掌控,或Sn=diL/dt=vL/L。在这段时间,我们得到vL=VI– VO,所以: 图4:峰值电流模式控制(PCMC)中的稳态波形。回到图3,我们观察到CMP比较器连续地将电压RiiL与电压vEA进行比较,一旦RiiL达到vEA,CMP会复位触发器。两边除以Ri,相当于说,一旦iL达到这个值,CMP就动作:这样,我们仅以电流形式就可以显示一个周期,如图4所示。现在,复位触发器打开Mp开关,同时关闭Mn开关,使vSW= 0。在表示为(1–D)TS的周期其余部分,我们有vL=0–VO,所以iL以Sf的斜率下降,因此有:新的周期在下一个时钟脉冲到来时开始。未补偿的PCMC的两个缺陷图3所示电路存在两个缺陷。第一个缺陷如图5所示,是将VO调节为3.0V的转换器设计(为简单起见,假设周期在t = 0时开始)。图4a示出了在VI=9V条件下,稳态电感器电流iL和其平均值IL,对应于D = 3/9 = 1/3的占空比。假设现在VI下降到4.5V,则对应D = 3 / 4.5 = 2/3的占空比。假设vEA没时间发生显著变化,那么平均电感器电流iL将增加,如图5b所示。这是因为当下坡Sf在-3/L保持恒定时,上坡Sn从(9-3)/L减小到(4.5-3)/L,即从6/L减少到1.5/L。随着iL增加,VO也随之增加,表明稳压不够。图5:图3电路中两种不同占空比的电感电流。第二个缺陷是称为次谐波振荡的不稳定形式,当D>0.5时会产生这种不稳定。图6显示了周期开始时电感电流扰动il(0)如何在周期结束时演化为扰动il(TS)。例如,扰动可能由前一周期中比较器失能引起。借助简单的几何,我们可以得出il(0)/△t = Sn和il(TS)/△t = Sf。消除△t,得出:公式表明:(a)il(TS)的极性与il(0)的极性相反;(b)对于D 0.5,将趋于从一个周期增加到下一个周期,导致前述的亚谐波不稳定。图6:D>0.5时的次谐波振荡。斜率补偿回来看图5,我们观察到,如果希望图5b保持与图5a相同的iL值,需要减小图5b的iEA值,以便“下压”iL波形,直到各IL对齐。那么, iEA需要减到多少呢?为了回答这个问题,需要画出三个不同D值所需的iL波形。如图7所示,我们从顶部绘制iL的下降斜坡开始,以相同的IL为垂直中心,并且全具有相同的斜率Sf=-VO/L。接下来,通过绘制上行斜坡来完成iL波形,如图7底部所示。最后,将这三张图叠加,如图8所示,并观察到峰值轨迹斜坡的斜率为Sf/2 = –VO/2L。图7:构建D = 0.25、0.5和0.75的补偿iL波形。图8:图7中峰值的轨迹是斜率为Sf/2的斜坡。 图9:在图3的PCMC降压转换器中引入斜率补偿。图9给出了修改图3的电路以实现斜率补偿的一种方法。该电路现在包含一个以fS频率工作的锯齿波发生器,从vEA中减去其输出vRAMP,产生iL所期望的峰值轨迹。使用斜率补偿,图5的波形如图10所示变化,其中iEA(comp) = (vEA– vRAMP)/Ri。 图10:图9电路在两种不同占空比时的电感电流。斜率补偿还消除了次谐波振荡,如图11所示,这是额外的好处。使用图形检查,我们观察到周期开始的扰动il(0)将导致更小幅值的周期结束扰动iL(TS),尽管D > 0.5(事实上,你可以认为,这适用于0 (b)提供可确保整个系统规定相位余量的频率分布。这并非一款普通放大器,以它为题足够写一篇关于稳定性分析和误差放大器设计的博文了。 图11:斜率补偿可防止次谐波振荡(无论D值大小)。《电子技术设计》2018年1月刊版权所有,转载请注明来源及链接。